18; 24 и 30 В,
Uвых равно соответственно 0,4; 1,4; 1,7; 2,3; 3,2; 3,9; 5,2 и 6,5 В.
Снижение напряжения питания отрицательной полярности до 4–5 В приводит к уменьшению на несколько процентов коэффициента усиления. Уменьшение положительного напряжения приводит к уменьшению максимальной амплитуды выходного сигнала. При пониженном питании частотная характеристика остается без изменения.
Операционный усилитель с большим входным сопротивлением.
Входное сопротивление ОУ К140УД1А можно повысить при включении на входе микросхемы К101КТ1 (рис. 4.24). В микросхему К101КТ1 входят два хорошо подобранных транзистора. Входное сопротивление составного ОУ может превышать 10 МОм. Входной ток менее 0,2 мкА. Частотная характеристика усилителя равномерна в полосе от 0 до 500 кГц при подключении вывода 8 к 5.
Операционный усилитель с малым выходным сопротивлением.
Дополнительные транзисторы в схеме на рис. 4.25, несмотря на отсутствие начального смещения, уменьшают выходное сопротивление ОУ до 100 Ом. При переходе сигнала через нуль на выходном сигнале образуется «ступенька» в 100 мВ. Без компенсирующих элементов в схеме возникают колебания с частотой от 2 до 10 МГц. Генерация срывается при R = 70-120 Ом и С = 100 пФ. Температурный дрейф нуля 20 мкВ/град. Коэффициент усиления K = R2/R1.
Линейный ОУ.
Линейность выходного сигнала ОУ нарушается с уменьшением нагрузки. Подключение двух транзисторов на выход усилителя (рис. 4.26) позволяет уменьшить выходное сопротивление и увеличивают нагрузочную способность схемы. Два диода в базовой цепи транзисторов устраняют порог открывания выходных транзисторов. Нелинейность входной характеристики транзистора легко уменьшается ООС через резисторы R1 и R2. Такое включение дополнительных транзисторов обеспечивает выходной ток до 100 мА.
Усилитель с управляемым коэффициентом передачи.
Коэффициент передачи усилителя (рис. 4.27) меняется дискретно. Управление осуществляется с помощью декады резисторов R3-R7. Когда переключатель находится в положении I, декада подключена ко входу ОУ. На входе усилителя образуется делитель напряжения между резистором R1 и декадой. При подаче в базу транзистора VT1 положительного напряжения он открывается. В результате ко входу усилителя оказывается подключен делитель из резисторов R1 и R3. Коэффициент передачи схемы равен 0,5. При включении транзисторов VT2-VT5 коэффициент передачи будет равен соответственно 0,25; 0,125; 0,0625 и т. д.
Положение переключателя II включает декаду в цепь ООС. В этом случае включение транзисторов VT2 — VT5 реализует схему с коэффициентом усиления ОУ, равным 1, 2, 3 и т. д. Максимальный коэффициент усиления равен 32. Амплитуда входного сигнала не должна превышать 5 В. Вместо транзисторов VT1-VT5 может быть использована интегральная микросхема К198НТ1.
Управление с помощью полевых транзисторов коэффициентом усиления.
С помощью полевых транзисторов, включенных в схему моста, можно в широких пределах управлять коэффициентом передачи ОУ (рис. 4.28). Несмотря на то, что сопротивление сток — исток полевого транзистора нелинейно меняется от напряжения в затворе, в данной схеме линейность сохраняется, в широких пределах. Это достигается благодаря изменению в небольших пределах напряжения между истоком и стоком при большом диапазоне изменения сигнала. Коэффициент усиления схемы определяется по формуле Ky.u= R4Uynp/R2UЗИотс, где Uynp — управляющее напряжение на затворе; UЗИотс — напряжение отсечки полевого транзистора. Усилитель с диодной регулировкой коэффициента усиления.
Регулировка коэффициента усиления в схеме (рис. 4.29) осуществляется за счет изменения сопротивления кремниевого диода в зависимости от протекающего через него постоянного тока. Возможны два варианта включения диода: параллельно эмиттерному сопротивлению и параллельно коллекторному сопротивлению. В первом случае с увеличением протекающего тока через диод или при увеличении напряжения на диоде коэффициент усиления возрастает. Это связано с тем, что общее сопротивление в эмиттере транзистора для переменного тока уменьшается. Во втором случае сопротивление диода, подключенного параллельно резистору R3, уменьшает коэффициент усиления с увеличением тока, протекающего через него. Схема эффективно работает при входном сигнале не более 10 мВ. Управляющее напряжение меняется от 0 до 12 В. Это напряжение можно снизить, если уменьшить сопротивление резистора R5.
Малошумящий усилитель на интегральных микросхемах.
Усилитель состоит из двух микросхем (рис. 4.30). Полевой транзистор микросхемы DA1 обеспечивает входное сопротивление усилителя 20 МОм и емкость 2 пФ. Коэффициент усиления, равный 100, обеспечивается интегральной микросхемой DA2, в которой применена глубокая ООС. При замкнутом входе собственный шум усилителя в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц не превышает 10 мкВ. Неравномерность амплитудно-частотной характеристики в той же полосе не более 1,5 %. На сопротивлении нагрузки 3 кОм схема создает выходной сигнал с амплитудой до
Предварительный усилитель на полевом транзисторе.
Усилитель для емкостных датчиков (рис. 4.31) потребляет ток 10 мкА от источника питания 3 В. В этой схеме полевой транзистор работает с коэффициентом передачи, равным приблизительно 5, а транзисторы VT2 и VT3 входят в составной повторитель. Напряжение отсечки полевого транзистора должно быть меньше 1 В. Входное сопротивление каскада равно 1 МОм, а выходное сопротивление приблизительно 5 кОм. Напряжение шумов, приведенное ко входу менее 50 мкВ в полосе частот от 20 Гц до 20 кГц.
Составной каскад на полевом и биполярном транзисторах.
Каскад (рис. 4.32) имеет коэффициент усиления, близкий к единице, большое входное и малое выходное сопротивления, приблизительно 200 Ом. На выходе повторителя (рис. 4.32,а) присутствует постоянное напряжение, определяемое потенциалом отсечки полевого транзистора. В схеме рис. 4.32,б постоянная составляющая на выходе отсутствует. Она скомпенсирована подачей через резистор R3 подпитывающего напряжения от второго источника питания. Поскольку напряжение отсечки полевых транзисторов имеет разброс, то для каждого конкретного транзистора VT1 необходимо регулировать резистор R3.
Усилитель с динамической нагрузкой.
Для увеличения коэффициента усиления на транзисторе VT2 (рис. 4.33,) в качестве динамической нагрузки включены VT1 и R3. Эквивалентное сопротивление нагрузки будет определяться выражением
где Ky.и = R2/R3 — коэффициент передачи транзистора VT2 по постоянному току. Если принять R3 = R2, то коэффициент усиления резко увеличивается и транзисторы входят в насыщение. Поэтому должно выполняться неравенство R2 > R3. Для переменной составляющей сигнала сопротивление в цепи истока VT2 определяется емкостью, где конденсатора С, которая в свою очередь определяется полосой частот входного сигнала.
Усилитель с большим коэффициентом усиления.
При
